傳播時間法超聲波流量計測量近五十年的發展情況，主要從信號處理的角度,回顧了傳播時間法超聲流量計近五十年來的技術進展,分別評述了時差法、相差法和頻差法中經典的檢測技術,重點介紹了近年出現的一些新穎測量方法。這些新方法既有基于*微電子工藝的測時,也有從雷達系統借鑒而來的脈沖壓縮技術,還有利用時相域分析的信號處理方法等。*后預測了超聲流量計的發展趨勢。
超聲流量計近幾十年的迅速興起在于其相對傳統流量計(如孔板、渦輪等)有以下優點:非接觸式測量;無可動部件,維護方便;適于大管徑測量。超聲流量測量現已廣泛應用于工業、醫學和民用等多個領域,與此相關的研究也逐年增加。國外每隔一段時間就會出現一些綜述[2~5],評述其時超聲流量測量的技術進展,國內雖有不少文獻介紹超聲流量測量原理及應用,但有關信號處理技術進展的文獻相對較少。
傳播時間法是當前超聲流量計中應用*廣泛、精度*高的一種方法,其原理如圖1。聲信號沿順、逆流方向的傳播時間差在馬赫數(V/C)遠小于1的情況下,與流速呈線性關系,此時間差可直接計量,也可轉換為相角差或頻差,相應的測量原理分別稱為時差法、相差法和頻差法。
影響超聲流量測量精度的因素很多[6,7],本文就信號收發處理技術方面,回顧并討論了上述三種測量原理近五十多年的進展,并以此預測超聲流量計發展趨勢。
2 時差法
時差法直接計量超聲信號順、逆流方向的傳播時間及時差,從而得到流速,其計算式如下:
如圖1(a),設*以45°角Z形安裝,管徑為150mm,介質為空氣,流速為0. 1m/s,聲速為340m/s,則可計算得順流傳播時間623.788 0μs,逆流傳播時間624.047 5μs,時差259.5 ns。若聲速更高(如介質為液體)或流速更低,則時差為幾十甚至幾個納秒?？梢?時差法本質是求兩個數量級相對較大而數值相近的時間量之微差,若用脈沖計數測量,需用高分辨率的標準時鐘。分辨率和精度是兩個既聯系又區別的概念,高分辨率是高精度測時的必要條件,另一必要條件則是**的啟停時刻定位。隨著電子技術的進步,高精度計時的電子器件有很大發展,啟停時刻定位更為重要。超聲流量測量中,發射信號一般是信噪較高的規則波形(正弦或方波等),計時啟動時刻易確定。而接收時,由于*的諧振特性及信道的噪聲干擾,信號到達時刻的定位是比較困難的,也是領域內長期研究的一個課題。
2.1 門限電平法
門限電平法是一種確定信號到達時刻的檢測方法,后面介紹的頻差測量原理中也常用門限法接收信號。如圖2所示,門限電平原理可概括為“前沿觸發定時”,即預先設定一觸發電平,當接收信號幅值達到此電平時觸發并檢測波形的特征點,以此作為信號到達時刻,*后通過修正特征點引入的固定偏差得到傳播時間。如圖2中的特征點選為觸發點之后的**負過零點,則需減去2個信號周期的固定偏差。傳播通道的衰減作用和噪聲干擾通常導致超聲信號形狀畸變,故特征點一般選擇那些被認為不受波形變化影響的位置[8],如波形峰值點或過零點等。
門限法的顯著缺點是:由于衰減作用和流動噪聲的干擾,當管道中介質流速、成分、溫度和壓力等參數變化時,接收信號的幅值波動很大,而閥值電平為一預設的固定值,容易發生誤觸發或不觸發。雖然使用自動增益控制電路(AGC)可有效地壓縮信號幅值動態范圍[9],減少誤觸發,但仍需對門限法改進以修正其原理上引入的系統誤差。
Bradshaw等[10]提出的中心能量法,不以脈沖前沿觸發,而是選擇一個能量中點,接收信號起始點到此中點的積分恰好等于該中點至信號結束時刻的積分。這種方法可獲得較高精度的前提是,噪聲在信號頻帶上有盡量均勻的功率譜。
積分門限觸發技術出現在Wallace等1985年的磚利中[11]。接收信號先經過半波整流,其幅值達到觸發門限后,開始對一電容充電,當電容兩端電壓增至積分門*啟動過零檢測。由于積分門限可設置為對小信號不敏感的值,即使接收信號起始周期達不到觸發門限而淹沒在噪聲中,也不會影響測量結果。此技術成功應用于呼吸系統的動態氣體流量測量[12],有效地減小了幅值波動引起的誤差。
Eck[13]在接收機中引入信號“質量”判斷機制,如果信噪比達不到預設值,則產生一個標記信號,系統據此標記不處理或用其它方法處理本次接收信號以避免誤觸發或不觸發,其信號質量判斷環節由比較器和觸發器等構成。這種思想一直延續至今,發展成為多決策標準和多處理技術的系統。如Koba-yashi等[14]就以信噪比、峰值變化率、順逆流峰值比等指標作為決策標準,滿足指標的信號繼續處理,否則丟棄;又如文獻[15]研制的超聲流量計中引入一“糾錯脈沖發生器”,當接收信號幅值波動使得觸發位置超前或滯后一個超聲波周期時,會產生不同數 目的脈沖作為區分“標記”,處理器根據這個標記對測量結果進行相應修正;再如2006年一項磚利[16]中描述的測量系統在信噪比較高時用相關法,較低時用積分門限觸發技術。豐富的先驗知識是準確選擇信號質量指標的關鍵, Suginouchi等[17]設計了一種基于接收信號幅值與傳播時間關系之先驗知識的過零檢測器,以修正測得的傳播時間。隨著對超聲流量測量機理的深入研究,對信號質量判斷指標的選擇將更加科學合理。
2.2 時間測量
脈沖計數是超聲流量計中常用的時間測量技術,其測時分辨率為一個時鐘源周期,但超聲信號傳播時間不一定是時鐘源周期的整數倍,因此會引入計數量化誤差。高分辨率測時不能僅靠標準時鐘源頻率的提高。因為:①穩定性優良的高頻時鐘源不易獲得;②與之匹配的高速電子器件也是一個難題。Bowman等[18]在1977年設計了一種類似于千分尺微差測量原理的測時系統,以兩個穩定而相近的標準頻率之差作為*小分辨基準,測時分辨率達50 ps,這就提供了一種利用不太高的時鐘頻率獲得高分辨率測時的方法。其后,Chande等[19]將此技術做了一定改進并應用于超聲流量測量,使用的兩個基頻在100 kHz左右,獲得了1.4μs的分辨率,在其實驗條件下,空氣介質的*低可測流速為0.116m/s。文獻[20]使用的兩個基頻分別為10 kHz和10.1 kHz,*小分辨率可達1μs。
另一時間測量方法[21]出現在數字電路逐漸代替模擬電路成為主流的時期,屬于一種過渡技術,采用模數混合電路:傳播時差主部,即整數倍時鐘源周期的部分仍使用脈沖計數方式測量,而殘部,即分數倍時鐘周期的部分則用一恒電流模擬積分器測量。近年來,微電子技術和工藝迅速進步,出現了許多高速芯片和新的時間測量技術。射極耦合邏輯門(ECL)中的BJT(三極管)與TTL邏輯電路中的不同,工作在非飽和狀態,因此具有很快的速度,平均傳輸延遲時間可在2 ns以下。文獻[22]在呼吸流量超聲檢測系統中使用的MC10E137就是一種高速ECL工藝的8位計數芯片,其計數頻率可達1. 8~2.2GHz,缺點是功耗較大,并需配置ECL電平轉其它電平的轉換器。另一種較新的時間測量方法稱為數字延遲線技術(DL),由Rahkonen等[23]于1993年提出,其原理如圖3所示:在延遲線中,每兩個基本的CMOS反向門組成一個延遲單元,制造工藝保證每個延遲單元具有固定且相同的延時。起始脈沖沿延遲線傳播,當終止脈沖來到時,經過若干延時單元到達相應抽頭處的起始脈沖信號被記錄入寄存器,由此可測得時間。在當時的工藝水平下,分辨率可達0.1~10 ns。而據文獻[24]介紹的基于DL技術的高精度時間數字轉換模塊TDC-GPII,在500 ns~4ms的測量范圍內,其*小分辨率可達50 ps,用于超聲流量計時,測量結果波動不超過2 ns。
2. 3 相關法
這里所說的傳播時間式超聲流量測量中的相關法,與基于超聲傳感器的互相關流量計不同。前者對發射和接收的確定信號作相關運算求得互相關函數,其峰值所對應的時標即為傳播延時,后者則計算上下游平行安裝的兩對換能器測得的流動噪聲間的互相關函數[25]。相關接收及延時估計源于雷達技術,至今已有相當成熟和完善的檢測估計理論,由于研究領域眾多,在此僅討論與超聲流量測量有關的三個主要方面:
(1)基準信號。測量系統中,發射換能器端的超聲信號無法直接獲得,若接收信號(激勵電信號與換能器脈沖響應的卷積)與激勵電信號直接相關,換能器的頻率特性可能影響互相關函數的峰值位置。Brassier等[26]通過“回聲法”獲得已知標準延時的基準信號,在數字示波器上將順、逆流接收信號分別與基準信號相關,測得相應的傳播時間,然后又將這兩個互相關函數作二次相關測得傳播時間差。
王銘學等[27]也采用了這種回波技術獲得基準信號,在相關算法效率方面作了進一步研究,并通過DSP和CPLD等硬件實現。
(2)峰值搜索。相關函數峰值對應的時標為信號傳播時間,分辨率由采樣頻率決定,*壞情況是函數峰值落于兩個采樣點中間。選擇峰值點附近的幾個點作拋物線插值是常用的方法之一。Boucher等[28]研究表明,拋物線擬合得到的峰值是一個有偏估計,期望與方差取決于延時量落于采樣點間的位置(落于中點時誤差*大);Moddemeijer[29]則建議在拋物線擬合時使用相關函數在某個域的變形,使相關函數在這個域上有類似拋物線的形狀,以獲得偏差較小的估計值。Cabot[30]1981年提出了一種新的思想,從理論上將搜尋相關函數峰值問題轉化為其 Hilbert變化的過零點檢測問題;其后,Holm[31]將FFTPruning算法用于Hilbert變換和插值計算,大大提高了運算效率; Mandard等[32]在其相關法超聲流量測量系統中,對互相關函數峰值搜索和Hilbert變換過零點檢測這兩種方法做了仿真研究,結果表明,在信噪比為50 dB的情況下,前者平均誤差為10-2T,而后者為8×10-4T,T為采樣周期。
(3)激勵波形。相關接收技術測得的時間參量在平穩白噪聲背景下是一個無偏估計量,其*小均方差存在一個下界———克拉美-羅界。經證明,傳播延時估計量的克拉美-羅界與信噪比及信號的有效帶寬有如下關系[33]:
式(3)表明,提高信噪比,增加信號的有效帶寬,可減小時延估計量的均方差下限。然而,簡單信號(如正弦波或單脈沖等)的時域持續時間(關系到信噪比)和頻域寬度(關系到有效帶寬)不可能同向增加,因此獲得大的時寬帶寬積,就要采用較復雜的信號形式,如脈沖壓縮碼[33]。
早在1988年, Jacobson等[34]基于相關函數旁瓣*小的原則選擇了11位巴克碼,對超聲信號進行二相編碼調制,并結合相關法測量傳播時間。隨后Mylvaganam等[35]使用線性調頻LFM信號和連續波相位差法結合的技術實現海上平臺火炬尾氣的超聲流量監測,流速范圍可達0. 3 ~80m /s。Tanisawa等[36]也在超聲流量測量中使用了線性調頻激勵,認為變化的瞬時波長可使聲場穩定,從而減少駐波和反射波的影響。近年來,復雜激勵信號在超聲測量中的應用逐漸增多,關于其機理的研究也相繼展開。如Nowicki等[37]對各種脈沖壓縮編碼超聲信號的聲場特性 用水聽器進行了測量,并與簡單脈沖激勵相比較,發現脈沖壓縮與短脈沖信號聲場分布相似,更能有效抑制距離/時間旁瓣;隨后, Nowicki等[38]就*帶寬對編碼相關系統的性能影響展開研究,結果表明,編碼帶寬在換能器帶寬以內時,相關器輸出信噪比要高于帶寬不匹配時的情況,而分辨率只有較小損失。
盡管數字相關系統一般要經過“AD采樣-相關運算-插值擬合-峰值搜索”的過程,計算量相對較大,但在現代DSP理論和技術水平下已不再是難題,因而相關法已廣泛應用于超聲實時流量測量中。
3 相差法
相差法通過檢測順、逆流接收信號的相位差測流量,其流速計算式如下:
相差法系統中的核心器件是鑒相器,在其工作范圍內接近線性,所以可以獲得較高的測量精度。由于一般鑒相器的動態范圍為(-π, +π),當順、逆流接收信號相差超過一個波長即2π時,存在相位模糊的問題,因此相差法局限于小管徑應用。為解決相位模糊問題,Gutterman[39]提出了一種雙頻激勵技術,其原理如圖4。在Δt 存在相位模糊,而Δt >Tm時存在相位模糊。這種 雙頻激勵的方法將不發生相位模糊的范圍,從單頻激勵系統的一個周期擴展到了雙頻激勵系統的一個拍頻(頻差)周期。若兩個頻率比較接近而且穩定,則去模糊范圍可大大提高。
鑒相器在整個(-π, +π)的范圍內測量相位,為了提高相位檢測的精度, Pavlovic等[40]提出一種脈沖相位法,將傳播時間測量分為相差粗測和相差細測兩個步驟。粗測使用脈沖計數方式,除了獲得相位差初值,還確定傳播時間中整數倍標準時鐘的部分;細測時,依據粗測所得的相位初值,從精細化相位后的標準脈沖列中選擇一列參考信號與接收信號鑒相比較,從而在較小的相位尺度下求得更準確的對應于傳播時間中分數倍標準時鐘的部分。文獻[40]中選擇8列精細化相位的標準脈沖列,每列脈沖相位差均為45°(優良相位分別為0°, 45°,…,315°),若粗測的接收信號相位為242°,則選擇優良相位為225°的標準脈沖列與之鑒相,測得**的相位差17°。其實驗表明,基于此工作原理的超聲流量測量系統(工作頻率為2. 2MHz),*小分辨率達。
Roosnek[41]理論闡述了一種新的基于時相域的信號處理方法,用于估計超聲回波這類典型窄帶信號的傳播時延。先用Hilbert變換對接收信號進行正交處理,獲得信號的解析形式(復信號),然后對解卷繞的相角進行*小二乘擬合得到時延估計的偏差值。時延的估計值通過復信號包絡峰值對應的時標求得,與偏差值相加即為傳播時間。Kupnik等[42]將此方法應用于內燃機尾氣的超聲流量測量,相角沒有解卷繞,而算法中為確定信號到達時刻進行有效峰值標記時,由于采用的是經驗法則判定,存在一定誤差,系統整體精度為1.79%。
4 頻差法
頻差法,又稱鳴環法,通過測量順、逆流超聲脈沖的循環頻率差獲得流體流速。鳴環法思想在上世紀20年代末[43]就被提出,但限于電子技術水平,直到50年代后才應用到超聲流量測量[44]。如圖1,換能器A發射超聲脈沖,經流體介質傳播,到達接收換能器B,整形處理后再次觸發換能器A產**射信號,形成一個聲循環過程,這一循環頻率即為順流聲循環頻率;同樣,換能器B作為發射,換能器A作為接收時,存在一個逆流聲循環頻率。在其它延時因素影響較小的情況下,順、逆流的聲循環頻率差與流速成正比:
頻差法也需要確定接收信號的到達時刻,故2.1節討論的各種門限電平法同樣適用,相應的觸發誤差也存在,Delsing[45]對此設計了改進的算法用于修正觸發誤差。另外,式(5)是經過近似的,若近似條件不滿足,如順、逆流聲回路延時不對稱且不可忽略,聲路中有反射波干擾,或介質溫度快速變化等,就會引入很大誤差[46]。
使頻差法測量有本質飛躍的是鎖相環PLL技術的引入。其原理是通過接收與發射信號間的相位偏差,控制內部壓控振蕩器VCO的振蕩頻率,當環路處于相位鎖定狀態時,VCO的頻偏(VCO輸出振蕩頻率與其固有頻率之差)與信號的傳播時間成比例。如圖5所示,鎖相環輸入是經過了一定傳播延時的接收信號,輸出為VCO振蕩頻率F1(F2),此頻率直接或經N分頻后分別輸入換能器驅動和鑒相器。當環路處于鎖定狀態時,兩VCO的振蕩頻率分別是順、逆流傳播時間的倒數,兩環路的振蕩頻差與流速呈線性關系?？梢?鎖相測時技術利用反饋控制,根據傳播時間(流速)不同自動調節振蕩頻率,使得傳播聲道中的超聲信號恰為整數個波長;同時,通過“時差—相差—頻差”的轉換獲得較高的測量精度。然而,當量程較大時,傳播時間變化范圍大, 對應VCO的頻偏也大,這就要求鎖相環有較寬的同步帶,*有較平坦的頻率響應。為解決該問題,Redding[47]設計了一種附加調頻功能的鎖相環路,使用較低的VCO振蕩頻率作為調制波,*的激勵頻率僅作為載波,大大降低了對換能器帶寬的要求,擴大了量程。實際上,從上世紀40年代提出由模擬分立器件構成的鎖相環,到當今各種高性能集成全數字鎖相環、甚至軟件鎖相環[48]的出現,其帶寬和頻率穩定性等指標在超聲流量測量應用中已不是問題,鎖相頻差測時精度提高的關鍵在于適合不同應用場合的高性能寬帶換能器。隨著各種*工藝和材料研制的新型超聲傳感器的出現,鎖相頻差法流量測量系統的精度必將進一步提高。
5 超聲流量測量發展趨勢
5.1 *信號處理方法
信號處理理論日益豐富,技術水平也不斷提高,未來超聲流量測量不會僅**于在某單個域中進行信號分析,而是在各種復合域中處理信號,提取含有同上等速信息的多個特征參量,并盡可能準確地從中估計流速。如第3節中用信號復包絡和Hilbert變換求傳播時間的方法,就是一個時相域結合的例子。
5.2 相關領域技術移植
超聲除了用于流量測量,還廣泛用于測距、無損檢測和醫學成像等領域,傳播時間的**測量往往是這些應用的共同目標,因此可以借鑒相關領域的*,如Gan等[49]使用的掃頻相乘法(SweptFrequencyMultiplication),Cowell等[50]提出的五進制線性調頻法(Quinary LFM)等。另外,雷達系統與超聲系統有相似的工作過程,其回波信號都是典型的窄帶信號,因此雷達領域*和成熟的技術也可移植,如2.3節中介紹的脈沖壓縮技術就已廣泛地應用于各種超聲檢測系統中[51,52]。
5.3 寬帶超聲測量系統
上述討論的各種信號處理技術無疑要求系統具有一定的帶寬,而整個超聲測量系統帶寬的瓶頸在于*。目前廣泛使用的壓電換能器帶寬一般較窄,一些學者在流量測量中已采用靜電式換能器[53],不僅能提供較大的帶寬,在較高溫度下也可正常工作(壓電型存在居里點,超過后壓電效應消失或減弱)。
5.4 多參數測量
超聲流量測量中,通過順、逆流的傳播時間可以計算聲速。而聲速是一個受各種介質參數如溫度、密度、比熱和成分等影響的物理量,包含了多種信息。因此,測量流量的同時還可測得聲速,繼而根據聲速與其它物理量的函數關系,間接測得其它多個參數。如文獻[54]就通過檢測聲速變化,監控半導體氣體成分的比例以控制生產。
5.5 特殊應用
超聲流量測量非接觸的優勢使得其迅速發展,遇到的應用場合及介質流型也越來越復雜,就需要研究相應的測量技術克服這些特殊應用中的問題。如Kupnik等[55]應用背景是內燃機排放尾氣,溫度*高達450℃,氣流脈動頻率1. 5 kHz,對此研究了可變脈沖重復頻率技術(Adaptive Pulse RepetitionFrequency)以克服氣流脈動引起的誤差。
6 總 結
本質上講,超聲流量測量是一個通過換能器耦合的電聲綜合系統,超聲信號的發射和接收處理一般通過電子電路實現,其性能用信噪比、分辨率等電學指標描述。文章從信號收發和處理的角度,回顧了傳播時間法超聲流量測量近五十年來的發展情況,詳細介紹了國內外比較新的測量原理和技術?？梢哉J為近年來時差法的研究比較活躍,相差法在解決了相位模糊問題后,也出現了一些新的測量方法,頻差法簡單直觀,因此原理上的進展相對緩慢,主要依賴于電子技術水平的提高。文章*后預測了超聲波流量計測量未來一段時間的發展趨勢。
