圖1采用自加熱達林頓熱氣流傳感器的舊設(shè)計理念。

電路中Q1起到自熱傳感器的作用。其Vbe溫度系數(shù)將溫度轉(zhuǎn)換為電壓，然后通過A2進行偏移并縮放至5 V跨度。同時，200 mV參考電壓A1將Q1的加熱電流調(diào)節(jié)至0.2 V/R3=67 mA，從而實現(xiàn)67 mA*4.8 V=320 mW的恒定功耗。由此產(chǎn)生的環(huán)境溫度與結(jié)溫的差異提供了空速讀數(shù)，因為它從0 fpm時高于環(huán)境溫度64 o C的Delta T冷卻到2000 fpm時的22 o C。

由此產(chǎn)生的傳感器簡單、靈敏且為固態(tài)，但會受到非線性的空速響應的影響，如圖2所示。

圖2熱傳感器的Vout與空速響應是非線性的。

有讀者提出的建議產(chǎn)生了如圖3所示的反對數(shù)線性化VFC。

圖3反對數(shù)線性化VFC。

圖3對圖4的藍色曲線所示的線性度進行了有益的改進，但其在中跨處約12%的FS誤差顯然仍遠非。

圖4圖3的反對數(shù)VFC的空速響應線性更好，但仍然不是。

這時提出了一個計算數(shù)值解決方案，幾乎消除了問題并使網(wǎng)絡(luò)響應幾乎線性，在Proper函數(shù)中以小于0.2%的誤差設(shè)計理念線性化了熱晶體管風速計。

然而，在模數(shù)轉(zhuǎn)換之后在數(shù)字域中執(zhí)行線性化而不是在轉(zhuǎn)換之前在模擬域中執(zhí)行線性化的結(jié)果是必要的ADC分辨率顯著增加，即從11位增加到15位。

原因如下：

采集解析為1 fpm的線性0至2000 fpm空速信號需要ADC分辨率為1 in 2000=11位。但檢查圖2的曲線表明，雖然空速信號的滿量程跨度為5 V，但與1999 fpm到2000 fpm的空速增量相關(guān)的信號變化僅為0.2 mV。因此，要在解決后者問題的同時保持前者的規(guī)模，需要1 in 5/0.0002=1 in 25,000=14.6位的最小ADC分辨率。

15位（和更高分辨率）ADC既不罕見，也不是特別昂貴，但它們通常不是微控制器內(nèi)的集成外設(shè)，正如Dimitrov先生的文章中提到的那樣。因此，提供分辨率足以滿足其設(shè)計需求的ADC可能會產(chǎn)生巨大的成本，這似乎是合理的。

這促使我想知道性能更好的模擬線性化方案是否可行。如果是這樣，并且實施起來不是太復雜或成本太高，它可以提供具有類似性能但不需要高分辨率ADC的數(shù)字解決方案的替代方案。事實證明，確實如此。圖5顯示了具體操作方法。

圖5添加一個電阻器(R6)并調(diào)整另一個電阻器(R1)消除了圖3模擬線性化中的凸起。

線性度改善的關(guān)鍵是添加電阻器R6。它的工作原理是通過使其提前觸發(fā)與反對數(shù)Q2集電極電流成比例的量，從而降低555引腳2處的鋸齒定時波形的幅度。這縮短了VFC周期，并通過非線性校正因子提高了VFC頻率，結(jié)果如圖6所示。

所得空速函數(shù)與線性度的偏差僅-0.4%至+0.2%=-8至+4 fpm，如圖6和圖7（放大比例）所示。

圖6通過重疊的藍色和黑色線顯示VFC修改帶來的模擬線性度的改善。

圖7圖6所示的放大殘余線性誤差。